在电子电路设计领域，相信每个硬件工程师都对 DC - DC 并不陌生。然而，对于分压反馈电阻的取值问题，或许很多人只是直接照搬手册中推荐的分压电阻阻值，即便没有完全对应输出电压的分压阻值，也通常会选择接近的电阻大小。但总会有工程师会思考，若想降低系统功耗，将 FB 的分压电阻成倍增大，是否存在风险呢？
　　近，在一份文档中找到了关于这个问题的答案。分压电阻主要会在效率、输出电压精度、噪声敏感性以及稳定性这四个方面产生影响。
　　电阻式分压器是所有 DC/DC 转换器反馈系统中为常见的网络。但人们常常存在一个误区，认为它仅仅是简单地通过将电压调低至某个基准电压来实现输出电压调节的电路。实际上，在计算得到正确的分压器分压比之后，电源设计人员在选择实际电阻值时必须深思熟虑，因为这些电阻值会对转换器的总体性能产生重要影响。
　　效率方面

　　式 DC / DC 转换器通常具有较高的效率，这是因为它们借助电容、电感和开关等低损耗组件为负载输送电力。高效率能够延长的使用时间，进而延长便携式设备的工作时长。对于低功耗 DC / DC 转换器而言，典型的电阻式反馈设计要求分压器（R1 + R2）具有较大的总电阻（高达 1MΩ），这样可以化反馈分压器的电流。因为该电流会叠加到负载上，如果反馈分压器电阻较小，电池就需要为相同负载提供更多的电流和功率，从而导致效率降低。这种情况在需要长电池使用时间的便携式应用中是不理想的。

　　例如，在使用（TI）TPS62060EVM，VIN = 5V，VouT = 1.8V 且启用节能模式的设计实例中，在高负载电流下，负载功耗远大于电阻式反馈网络的功耗，所以不同 R1 和 R2 值的效率会在高负载电流时趋于集中。但在低负载电流下，不同反馈电阻的效率差异就会更加明显，因为此时分压器的电流主导了负载的电流。因此，若想提高轻负载效率，较好的设计方法是使用产品说明书中建议的大反馈电阻值；若在特定设计中轻负载效率并非关键因素，则可以在对效率无明显影响的情况下使用更小的电阻。

　　输出电压精度方面
　　虽然利用大反馈电阻可以提高效率，但如果选择的电阻过大，就会影响转换器的输出电压度。这是因为存在进入转换器反馈引脚的漏电流。
　　从电阻式反馈分压器（R1 和 R2）的电流通路来看，当反馈漏电流（IFB）固定不变时，R1 的电流（lR1）会随着 R1 和 R2 值的增加而减小。所以，分压器电阻增加意味着进入反馈引脚的 IR1 漏电流百分比更大，并且 R2 的电流（1R2）降低，从而产生低于预期的反馈引脚电压（VFB）。由于我们是将 VFB 与内部基准电压进行比较来设置输出电压，所以反馈电压的任何误差都会导致输出电压不。需要注意的是，IFB 在实际系统中并非固定不变，它会因器件不同而有所差异，并随工作状态变化。为了估算漏电流引起的输出电压极端变化情况，在计算时需使用 IFB 的规定值。
　　在使用方程式 1 和 TI 的 TPS62130 降压转换器绘制反馈引脚电压及相应输出电压情况的设计实例中，图 3 显示反馈引脚电压随反馈分压器电阻增加而下降。由于反馈引脚电压得到补偿，转换器输出也会相应得到补偿。在低电阻时，没有反馈引脚电压的补偿，输出会调节至设计规定的 3.3V。如果电阻器 R2 使用 400kΩ 的建议值（得到 1650KΩ 总分压电阻），则漏电流仅会使输出电压产生较小的下降。一般来说，产品说明书规定电阻器值是为了让输出电压维持在规定的度范围内。
　　噪声敏感性方面
　　电阻式分压器是转换器的一个噪声源，这种噪声也被称为热噪声。当分压器使用大电阻值时，热噪声会增加。此外，大电阻会使更多噪声耦合进入转换器中，这些噪声的来源广泛，包括 AM 和 FM 无线电波、手机信号、PCB 上的开关式转换器或者 RF 发射器等，甚至开关式 DC/DC 转换器本身在 PCB 布局方法不当时也会产生噪声。由于电阻式分压器连接反馈引脚，转换器闭环增益会放大这些噪声，从而使其出现在输出端。为了降低对其他噪声源的敏感性，设计人员可以采用更小的反馈电阻、更理想的电路板布局或者实施屏蔽措施。不过，使用小反馈电阻虽然可以降低噪声敏感性，但会导致效率稍有降低。
　　控制环路、瞬态响应和转换器稳定性方面
　　在理想状态下，使用网络分析仪测量时，一个稳定的转换器应至少具备 45° 的相位裕量。这样大的相位裕量可以降低甚至消除输出电压振铃，从而避免在输入电压瞬态或者负载瞬态期间对电压敏感型负载造成破坏。
　　根据不同的控制拓扑，产品说明书可能会要求或建议电阻式反馈网络使用前馈电容（CFF）。给电阻式分压器添加前馈电容会产生零点和极点，从而增加转换器的相位裕量和交叉频率，使系统获得更高的带宽和稳定性。
　　很明显，零点和极点都与电阻分压器和前馈电容所使用的值有关。因此，为了优化效率、电压精度或者噪声而增加或降低电阻值，会改变系统的整体环路。为了保持稳定性，需要根据前面的零点或者产品说明书建议的零点（哪个值可用就用哪个），用方程式 4 计算一个新的 CFF 值。
　　在使用 TI TPS62240 降压转换器（Vin = 3.6V，Vout = 1.8V，Lout = 2.2uH，Cout = 10uF，Iload = 300mA）的设计实例中，当使用分压器网络组件的产品说明书建议值（R1 = 365 kΩ，R2 = 182 kΩ 和 CFF = 22pF）时，转换器稳定，相位裕量为 59°，其瞬态响应验证输出电压微降且无振荡。当反馈分压器电阻按比例降至 R1 = 3.65kΩ，R2 = 1.82 kΩ，但使用相同的前馈电容 CFF = 22pF 时，反馈网络的零点和极点发生变化，频率响应显示转换器不太稳定，相位裕量为 40°，转换器的瞬态响应表明输出电压压降更大且振铃更多。为了维持原始频率响应和稳定性，利用方程式 4，使用更小电阻值计算得到前馈电容为 2200pF 的新值，此时相位裕量为 56°，转换器稳定，瞬态响应验证输出电压微降且无振荡。
　　对于在控制拓扑中使用前馈电容的转换器来说，改变电阻式分压器的值很容易导致转换器稳定性降低。但这个例子表明，只要适当调节前馈电容，就可以维持相同的频率响应和瞬态响应。
　　在特殊情况下，如果设计人员必须使用前馈电容来提高稳定性，且一些转换器的内部补偿要求特定的 CFF 值，此时不应使用方程式 4，而应使用产品说明书的建议设计方程式。例如，TITPS61070 有高侧反馈电阻器（R1）的内部补偿，其产品说明书建议使用特定的设计方程式来添加与 R1 并联的电容。